SiC功率元件｜應用篇
使用最新世代SiC MOSFET降低損耗實證
2026.01.07
在電動車（EV）、資料中心、基地台、智慧電網等領域，為提升便利性，電源的高電壓化和大容量化趨勢益發顯著。然而從對應全球環境問題的視角看，降低能源損耗已成為重要課題。這些應用會透過將電力轉換為適當的值來使用，但在電力轉換過程中會產生能量損耗。在高電壓大容量應用中，其損耗絕非微不足道。近年來降低電力轉換過程中的能量損耗（即提高電力轉換效率）已成為市場迫切需求。
當前備受矚目的SiC功率半導體，因其可實現高頻工作、支援高電壓大電流且能量損耗低，而成為提升電力轉換效率的重要技術。ROHM針對各種應用領域提供SiC功率半導體產品。而在SiC MOSFET領域，已經發佈了第4代產品，為降低電力轉換中的損耗做出了巨大貢獻。
本文將介紹在常規的降壓型DC-DC轉換器及電動車應用中，採用最新第4代SiC MOSFET元件所帶來的損耗降低效果。
第4代SiC MOSFET特點
ROHM的SiC MOSFET已發展至第4代產品。第4代在第3代確立的溝槽閘結構基礎上進一步升級，實現了更低的導通電阻和更快的開關特性。在介紹第4代SiC MOSFET的應用效果之前，我們需要先瞭解一下其特點。
改善短路耐受時間並實現低導通電阻
第4代SiC MOSFET透過進一步優化ROHM自有的雙溝槽結構，改善了電動車牽引逆變器等應用所需的短路耐受時間，與第3代產品相比，導通電阻降低了約40%。第4代產品實現了業界頂級*超低導通電阻。
* 2022年2月ROHM調查
寄生電容顯著減少，開關損耗更低
透過大幅降低閘極-汲極間電容（Cgd），相較第3代產品，開關損耗可降低約50%。
採用15V閘-源電壓驅動，簡化應用產品設計
第4代SiC MOSFET將驅動MOSFET所需的閘-源電壓VGS降低至15V。第3代及之前的產品的驅動電壓為18V，而第4代支援15V驅動，使得應用產品的設計變得更加容易。
相關資訊
關於SiC MOSFET產品陣容和相關支援資訊，請參閱以下內容：
◆ SiC MOSFET產品頁面
https://www.rohm.com.tw/products/sic-power-devices/sic-mosfet
◆ 關於第4代SiC MOSFET
https://www.rohm.com.tw/products/sic-power-devices/sic-mosfet#supportInfo
◆ 第4代SiC MOSFET支援資訊
https://www.rohm.com.tw/products/sic-power-devices/sic-mosfet#anc-02
在降壓型DC-DC轉換器中使用第4代SiC MOSFET的效果
接下來，我們將介紹在常規的降壓型DC-DC轉換器中使用第4代SiC MOSFET的效果。
在“電路工作原理和損耗分析”中，將介紹開關損耗、導通損耗、Body Diode損耗、反向恢復損耗等損耗發生機制。接下來在“DC-DC轉換器實機驗證”中，將透過使用評估板進行的實機驗證來展示使用第4代SiC MOSFET時的效率提升效果。
電路工作原理和損耗分析
第4代SiC MOSFET相較於第3代，其開關速度提升相當顯著，這將有助降低開關損耗。圖3（a）是降壓型DC-DC轉換器的方塊圖，圖3（b）是其開關波形。
如圖3（b）所示，DC-DC轉換器中的功率元件SH和SL的損耗包括開關損耗Psw、導通損耗Pcond、Body Diode損耗Pbody、反向恢復損耗PQrr以及Coss損耗。（※由於CossCoss損耗很小，因此圖中省略了Coss損耗）
在技術規格書中，開關損耗通常表示為Eon和Eoff的每個脈衝所消耗的能量。這個指標在初期設計階段進行損耗粗略估算時很有用。在具體設計中，需要嚴謹地計算出在高電壓輸入和高頻條件下的損耗。閘極電壓值、閘極驅動器的Sink/Source電阻值、外接閘極電阻值等幾Ω的值，會在幾ns（奈秒）等級影響到開關時間（Trise/Tfall）。而這最終會導致損耗顯著變化，因此閘極驅動器的優化設計將需要用到SiC MOSFET的高速開關特性。
高側SiC MOSFET SH產生的損耗
開關損耗僅發生在高側SiC MOSFET SH，透過公式（1）表示。下方將說明其機制。
\(P_{sw} = \displaystyle \frac{1}{2} V_{in} I_1 T_{rise} f_{sw} + \displaystyle \frac{1}{2} V_{in} I_2 T_{fall} f_{sw}\) (1)
在State 1【圖3（b）中的T期間編號，以下同】，閘極電壓VGS施加在高側SiC MOSFET（SH）上，當在State 2超過閾值VGS(th)時，電感電流將開始迅速流向SH的通道，達到VGS(on)（Plateau Voltage）之前的短短幾奈秒內即可達到負載電流Io。然後在State 3（Plateau Voltage期）期間通道開通，VDS達到零伏。State 2 和State 3期間是公式（2）中所示的導通時的開關期間Trise。在技術規格書中通常不會給出State 2的電荷量，所以在公式（2）中電荷量是透過Qgs估算的，用係數k進行調整（通常k取值為1/3-1/4）。
另外閘極電流Ig_on是由閘極驅動器電壓VGS和閘極導通電壓VGS(on)之間的電位差，以及存在於該處的電阻量決定的，因此可透過公式（3）來計算。公式中的Rsrc表示閘極驅動器的源極電阻，Rg_ext表示外接閘極電阻，Rg_int表示SiC MOSFET內部閘極電阻。
\(T_{rise} = \displaystyle\frac{\displaystyle\frac{1}{k} Q_{gs} + Q_{gd}}{I_{g\_on}}\) (2)
\(I_{g\_on} = \displaystyle\frac{V_{GS} – V_{GS(on)}}{R_{src} + R_{g\_ext} + R_{g\_int}}\) (3)
（後面再講State 4）
閘極電壓下降，進入關斷狀態（State 5-6）。該Tfall期間由公式（4） 表示。需要注意的是，如公式（5）所示，Tfall期間的閘極電流Ig_off的分子只有VGS(on)。一般情況下，關斷時間會稍長。公式中的Rsnk表示Sink電阻。
\(T_{fall} = \displaystyle\frac{\displaystyle\frac{1}{k} Q_{gs} + Q_{gd}}{I_{g\_off}}\) (4)
\(I_{g\_off} = \displaystyle\frac{V_{GS(on)}}{R_{src} + R_{g\_ext} +R_{g\_int}}\) (5)
在可以將其視為電感負載類的恒流源的情況下，由於電流波形波ID和電壓波形VDS變化的時序不會重疊，因此公式（1）中開關損耗Psw的係數為1/2。
另外在該Trise期間，由於存儲在汲-源電容CossH中的電荷會在通道中短路，因此會產生公式（6）所示的充放電損耗PcossH。
\(P_{Coss\_H} = \displaystyle\frac{1}{2} C_{Coss\_H} ⋅ V_{in} ^2 ⋅ f_{sw}\) (6)
在State 4中，在高側SiC MOSFET SH完全導通期間產生導通損耗PcondH[公式（7）]。此時的有效電流使用占空比D（=Vo/Vin）透過公式（8）求出。
\(P_{cond\_H} = {I_{SH\_rms}}^2 ⋅ R_{DS(on)}\) (7)
\(I_{SH\_rms} = \sqrt{D\left(I_0^2 + \displaystyle\frac{ΔI_L^2}{12}\right)}\) (8)
以上就是高側SiC MOSFETSH產生的開關損耗、導通損耗及Coss損耗。
低側SiC MOSFET SL產生的損耗
接下來，我們來瞭解一下低側SiC MOSFETSL產生的損耗。
State 7、State 11及State 1是死區時間。流向低側SiC MOSFET SL的Body Diode的導通電流會產生損耗[公式（9）]。
\(P_{body} = I_1 ⋅ V_F ⋅ T_{dead1} ⋅ f_{sw} + I_2 ⋅ V_F ⋅ T_{dead2} ⋅ f_{sw}\) (9)
在State 8～10中，低側SiC MOSFET SL會產生到導通損耗[公式（10）]。此時的有效電流透過公式（11）求得。
\(P_{cond\_L} = {I_{SL\_rms}}^2 ⋅ R_{DS(on)}\) (10)
\(I_{SL\_rms} = \sqrt{(1-D)\left(I_0^2 + \displaystyle\frac{ΔI_L^2}{12}\right)}\) (11)
低側SiC MOSFETSL的Coss充放電損耗在SL導通時（State 8）通常會被忽略，這是因為Coss電荷已經透過電感電流IL被放電而成為ZVS（Zero Voltage Switching）。
以上就是低側SiC MOSFETSL產生的損耗。
反向恢復損耗PQrr
反向恢復損耗PQrr發生的時間點是在State 3，是由低側SiC MOSFET SL的Body Diode的反向恢復特性引起的損耗[公式（12）]。該損耗由高側SiC MOSFET SH和低側SiC MOSFET SL共同導致，在這裡為了簡單起見，歸在高側SiC MOSFET產生的損耗中。
\(P_{Qrr} = 0.5 ⋅ V_{in} ⋅ Q_{rr} ⋅ f_{sw}\) (12)
總損耗
綜上所述，高側SiC MOSFET SH和低側SiC MOSFET SL的總損耗分別透過公式（13）和公式（14）求得。
\(P_{SH} = P_{sw} + P_{cond\_H} + P_{Coss\_H} + P_{Qrr}\) (13)
\(P_{SL} = P_{cond\_L} + P_{body}\) (14)
尤其是關於開關損耗Psw，由公式（2）和公式（4）可知，Qgd（對閘-汲電容充電的米勒期間電荷量）越小，Trise/Tfall的時間越短，因此公式（1）中的開關損耗Psw得以降低。透過將Qgd降低至第3代SiC MOSFET的一半左右，第4代SiC MOSFET可實現更低的開關損耗。
這將有助提高DC-DC轉換器的開關頻率，另外在負載變化率大、且整體上多以輕載模式運行的EV中，可有效降低損耗，從而延長續航里程，降低運行成本。使用第4代SiC MOSFET所帶來的這些效果，將會給客戶來帶很大的優勢。
DC-DC轉換器實機驗證
為了確認上一章節中所提到的損耗分析在實際應用產品中的具體反映狀況，我們將第4代SiC MOSFET安裝在以下規格的降壓型DC-DC轉換器中，進行了實際應用驗證。表1中是DC-DC轉換器和SiC元件的規格。用來調整開關速度的外接閘極電阻Rg_ext採用的是3.3Ω，這個值可以平衡高速開關與振鈴和突波。圖4是（a）DC-DC轉換器電路和（b）半橋部分使用的第4代SiC MOSFET評估板（內建去耦電容）。電感L、輸出電容Co以及輸入大容量電容是外接的。另外為了進行比較而使用了第3代SiC MOSFET。
圖5是50kHz條件下導通和關斷時的VGS、VDS、ID波形（右列波形）。左側是將導通時（右列波形中綠色虛線包圍的區域）的波形放大後的樣子。從放大後的波形可以看出，導通時的上升時間Trise非常短，僅有20ns左右。
圖6是該DC-DC轉換器的效率（左側）和損耗（右側）測試結果。從測試結果可以看出，在輕載（1kW附近）條件下，開關損耗（固定損耗）非常小—這也是第4代SiC MOSFET的特點，所以效率得以顯著提高。另外在重載（5kW附近）條件下，與第3代SiC MOSFET相比，第4代SiC MOSFET的損耗降低達15W以上。
圖7是對DC-DC轉換器的損耗分解進行理論分析後的結果。已經確認損耗降低了約15W。另外還可以看出，尤其是高側SiC MOSFET SH的開關損耗和反向恢復損耗PQrr大幅降低，為改善整體損耗發揮了重要作用。
在EV應用中使用第4代SiC MOSFET的效果
在對降壓型DC-DC轉換器進行實機驗證後，本文將透過具體的應用實例，來展示第4代SiC MOSFET在EV（電動車）電源解決方案中的使用效果。
EV的功率轉換系統是由OBC（車載充電器）、輔助設備用隔離型DC-DC、升壓型DC-DC和牽引逆變器組成的。我們針對其中的牽引逆變器，接上馬達試驗機台實施了模擬行駛試驗，透過試驗結果來介紹第4代SiC MOSFET的特性是如何為使用者帶來效益。另外我們還會透過構成OBC的圖騰柱PFC，來介紹在實際應用的電路板上使用第4代SiC MOSFET所帶來的效率提升效果。
EV應用
EV（電動車）有多種類型。如圖8所示，在BEV（純電動車）、HEV（混合動力車）、PHEV（插電式混合動力車）和Series HEV（串聯式混合動力車）等不同的產品類型中，電源架構會因具體用途而有所不同。其中最近備受關注的是BEV的雙向/快速充電應用中的電池電壓為400V或800V的電源架構。
圖9是BEV電源架構方塊圖示例。這裡的OBC（車載充電器）採用的是V2G（Vehicle To Grid）技術，雙向圖騰柱PFC和雙向CLLC（對稱LLC）是最近備受關注的電路拓撲。電力從該OBC的輸出端供應給輔助電源用DC-DC轉換器、電池、逆變器升壓用和主驅牽引逆變器。
裝入牽引逆變器實施模擬行駛試驗
本節將介紹牽引逆變器的基本工作和在EV中的評估系統（馬達試驗機台的測試環境）。然後我們將使用其測試結果，按照車輛油耗測試方法WLTC實施行駛模擬，並透過示例來瞭解使用第4代SiC MOSFET改善電耗的效果。
逆變電路的工作
隨著機電一體化（馬達、減速器、逆變器）進程加速，降低損耗在實現高電壓、高輸出、小型輕量逆變器中的重要性日益凸顯。這是因為降低損耗與EV的電耗性能是息息相關的。
如圖10所示，為了驅動動力總成系統中的馬達，牽引逆變器會將電池中存儲的直流電轉換為三相交流電。逆變器由三個半橋結構（每個半橋是1個橋臂，共3個橋臂）組成。三相交流波形按照與馬達轉速同步的頻率訊號波（基準正弦波）設置，三角波（調變波）按照決定開關頻率的載波頻率設置。提供給馬達的電壓是透過在生成PWM訊號的過程中改變三相交流電和三角波的電平來實現的。
馬達試驗機台的測試環境
表2中列出了馬達試驗台以及供試逆變器中搭載的SiC元件的主要規格。供試逆變器由內建第4代SiC MOSFET裸晶片的二合一功率模組組成。
圖11為馬達試驗機台的測試環境，圖12為供試逆變器（DUT Inverter），圖13為控制系統方塊圖。透過供試逆變器的三相UVW動力線來驅動供試馬達。供試馬達與負載馬達連接，負載馬達根據車輛參數計算出的行駛阻力進行負載扭矩控制，可進行目標車輛參數的類比行駛實驗。關於行駛阻力，如圖14和公式（15）～（18）所示，考慮到了空氣阻力FAD、滾動阻力FRR、坡道阻力FRG、加速阻力FACC。
\(F_{AD} = \displaystyle \frac{1}{2} \cdot C_d \cdot A \cdot \rho \cdot v^2\) (15)
\(F_{RR} = \mu \cdot m \cdot g \cdot \cos \theta\) (16)
\(F_{RG} = m \cdot g \cdot \sin \theta\) (17)
\(F_{ACC} = (m + \Delta m) \cdot \alpha\) (18)
- Cd：空氣阻力係數
- A：正面投影面積
- ρ：乾燥空氣密度
- v：車速
- μ：滾動阻力係數
- m：車輛重量
- Δm：旋轉題的等效慣量品質
- α：加速度
- g：重力加速度
類比行駛所用的國際標準WLTC模式油耗測試
圖15所示的WLTC（Worldwide harmonized Light duty driving Test Cycle：全球統一輕型車輛測試循環）是車輛尾氣排放量和油耗測試方法（WLTP：Worldwide harmonized Light vehicles Test Procedure）中規定的車輛行駛測試循環。WLTP是由聯合國歐洲經濟委員會在2014年舉辦的第162屆聯合國世界車輛法規協調論壇（WP29）上被採用為全球統一汽車技術法規（GTR：Global Technical Regulation）的。該循環由低速、中速、高速和超高速（Low、Middle、High、Extra-High）四個部分組成，在日本，檢測供試車輛的尾氣排放量和油耗時，不包括超高速（Extra-High）段的測試循環。
使用前述的馬達試驗機台，輸入基於WLTC測試循環的模擬行駛測試條件，在逆變器中分別使用了第4代SiC MOSFET和IGBT的兩種情況下，進行了行駛電耗測試。
圖16是針對C級EV的電耗測試結果。結果證明，如果用第4代SiC MOSFET取代傳統的IGBT，可以改善WLTC測試循環各個速度段的電耗。與使用IGBT時相比，整體電耗改善約6%，市區模式下改善約10%。
作為參考，在圖17中提供了逆變器效率MAP圖（在NT曲線基礎上增加了效率資訊）。從這裡的結果也可以看出，在市區行駛模式中經常出現的高扭矩和低轉速範圍內，效率顯著提升。
下面我們舉例來說明改善電耗可以給用戶帶來哪些效益。從“可以降低單位行駛里程的運行成本（電力成本）”和“可以使用電池容量更小的電池”兩方面來考慮可能更易於理解。表3是在郊區模式下的推算的效益示例。與使用IGBT時相比，假設電耗改善5.5%，就意味著1萬公里的行駛里程可以節省2,000日元，採用100kWh的電池可以節省5.5萬日元（表3）。
圖騰柱PFC實機評估
圖騰柱PFC是作為可提高效率的PFC轉換器在近年來備受關注的拓撲。另外為了微電網系統更加穩定，並促進供需平衡，全球都在研究V2G（Vehicle To Grid），雙向工作也變得越發重要。
圖騰柱PFC電路工作
圖19是電路方塊圖。左橋臂（S1、S2）用於高頻開關，右橋臂（S3、S4）用於工頻（低頻）整流。透過對S3和S4使用同步整流，可以實現雙向工作（V2G）。
圖20是不同狀態的工作示意圖。在商用交流電的“正半周”期間，圖騰柱低側開關（S2）作為升壓轉換器進行高頻開關（圖(a)：期間D）。此時，S1進行整流工作（圖(b)：期間1-D），但如果Body Diode的反向恢復較慢，則會產生較大的功率損耗。SiC MOSFET的反向恢復速度非常快，可以大幅減少功率損耗的影響，非常適合用作圖騰柱PFC的功率元件。
接下來，在“負半周”期間，圖騰柱高側開關（S1）作為升壓轉換器進行高頻開關（圖(c)：期間D），、S2進行整流工作（圖(d)：期間1-D）。S3和S4按照商用交流電的每半個週期切換一次。
圖騰柱PFC實機評估
為了驗證第4代SiC MOSFET在降低圖騰柱PFC損耗方面的效果，我們使用實際應用板進行了實驗。表4為PFC評估條件以及所用SiC元件的規格。如果輸出電壓為400V，則與耐壓750V的SiC MOSFET相匹配。在這裡我們使用的是SCT4045DR。
圖21為實際應用板的開關波形。從圖中可以看到其導通和關斷時間非常短，僅為20ns～30ns。
圖22為效率測試結果。當使用第4代SiC MOSFET時，在1.5kW半載時實現了98%以上的高效率，在3kW滿載時實現了97.6%的高效率。
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介紹SiC的物理性質和優點，並透過與Si元件的比較，介紹SiC蕭特基二極體和SiC MOSFET的特點及使用方法上的不同，還介紹了集多重優點於一身的全SiC模組。
SiC功率元件
基礎篇
應用篇
- SiC MOSFET：橋式結構中Gate-Source電壓的動作 前言
- SiC MOSFET：根據開關波形計算損耗的方法
- SiC MOSFET：Snubber電路的設計方法 —前言—
- SiC MOSFET：閘極-源極電壓的突波抑制方法 —前言—
- 透過驅動器源極引腳改善開關損耗 —前言—
- 測量SiC MOSFET閘-源電壓時的注意事項：一般測量方法
- 在EV應用中使用第4代SiC MOSFET的效果
- 使用最新世代SiC MOSFET降低損耗實證
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